通信電源：4.5MHz雙相轉換器結構實現超薄的解決方案

作者：德州儀器低功耗DC-DC轉換器系統工程師Markus Matzberger

現代先進的便攜式設備（如數碼相機）雖然具有高分辨率成像和視頻處理功能，但這些功能要求越來越多的處理器性能，這就直接導致了更高的電流消耗。然而，在大多數情況下，這些功能只是在短時間內要求有高處理功耗，因為大多數時間里處理器都是以節電模式運行或甚至處于空閑模式。該運行特征要求有一個高效的電源，該電源專門優化用于提供輕負載和中度負載電流，也可以提供高峰值電流。此外，由于高度的限制，擁有一款超薄的解決方案就顯得格外重要了。

本文描述了TI推出的一款基于TPS62410 2×800mA雙相降壓轉換器的1.6A/1.2V電源解決方案，其較大高度為1.2mm。該器件采用小型3×3 10引腳QFN封裝，具有兩個獨立的降壓轉換器。這兩個轉換器均采用相同的2.25MHz內部時鐘，并以180°相移異相運行。

通常，該器件是用來生成兩個獨立的電源軌。在這種情況下就是說要運行兩個并聯的轉換器以獲得單個輸出軌更高的輸出電流。由于這兩個轉換器的180°相移運行，這樣就實現了一個雙相運行模式。

與單相降壓轉換器相比，雙相轉換器結構具有以下優點：

1. 更薄的總體解決方案高度，這是因為可以使用兩個更小更薄的電感器代替一個大電感器；

2. 更佳的負載瞬態響應；

3. 180°異相運行實現了一個加倍的更高效開關頻率的雙相運行（4.5MHz而非2.25MHz）。

圖1. 原理圖。

原理圖

圖1顯示了該轉換器的原理圖。這兩個轉換器的輸出電壓被一個由R₁₁、R₁₂、R₂₁、R₂₂和C_ff組成的外部電阻分壓器網絡設置為1.2V。每一個轉換器都采用了連接至轉換器SW引腳的相同的2.7µH電感器和一個10µF輸出電容。通過22mΩ的負載平衡電阻R_BAL、V_OUT1和V_OUT2輸出被連接在了一起。這些電阻負責在兩個轉換器之間對共享負載電流進行大致地均衡，否則，當一個轉換器開啟其輸出電流限制時，另一個轉換器將只處理負載的一小部分。

在該結構中，兩個轉換器都具有節電模式運行功能以在輕負載時提供較高的效率，這是非常重要的。因此，MODE/DATA引腳連接至接地。這樣就允許轉換器在小輸出電流時進行跳躍轉換（skip switching）。為了保持輸出電壓穩定，一旦從輸入端傳送至輸出端的電荷超過了負載放電，該轉換器就會停止功率轉換。

雙相結構中DC-DC轉換器的運行

圖2解釋說明了雙相結構的功能，從而說明了一款具有兩個DC-DC轉換器的TPS62410的簡化結構圖、功率級、時鐘和內部參考電壓。由于兩個轉換器的高壓側開關均以180°相移運行，因此實現了雙相運行。

在從中度負載電流到高負載電流的情況下，該DC-DC轉換器將以PWM模式運行，開關頻率為2.25MHz。在每個時鐘周期內，高壓側開關將被開啟，占空比為D，降壓轉換器的占空比可由方程式1得出。

方程式1：降壓轉換器的占空比

在該相位期間，電流從輸入電容經由高壓側MOSFET開關流經電感器至輸出電容，并流經平衡電阻至負載。為了關閉該環路，電流將返回到輸入電容。在該相位期間，高壓側開關和電感器中的電流將斜坡上升，直到高壓側開關關閉。之后，低壓側MOSFET整流器將被開啟，占空比為1-D，且電流從電感器流至輸出電容并流經平衡電阻至負載。該電流將通過低壓側MOSFET整流器返回至電感，電感和整流器電流斜坡下降。

在發生整流的同時，輸入電容被充電，并開始下一個循環。第二個轉換器也是如此，只是其具有180°相移。

圖3顯示了開關節點SW1、SW2的示波器曲線圖及相應的電感電流。高壓側開關之間180°相移包括了一個4.5MHz的高效開關頻率，該頻率是原始時鐘頻率的兩倍。

由于可能會超過內部MOSFET開關的電流能力，設計人員對按圖1所示將兩個輸出級并聯連接這一問題可能還存在疑慮，但是這種疑慮是完全沒有必要的，因為TPS62410對MOSFET開關具有內部過電流保護功能。開關中的電流將被周期性地監控，并且電流一旦達到了1.2A，該開關將被關閉且只有當電流低于1.2A時才會重新被開啟。

圖4顯示了流經MOSFETS I_S11、I_S12、I_S21、I_S22的電流的兩個相位提取波形、電感電流I_L1、I_L2波形以及輸入電容器產生的電流I_CIN的波形。波形I_CIN為來自輸入電容的電流，是流經開關I_S11和I_S21的電流之和。I_CINAC紋波電流的頻率是開關頻率的兩倍，即2×2.25MHz= 4.5MHz。雙相運行的優點在于和單相降壓轉換器結構相比輸入電容CIN中的AC紋波電流較低。在單相運行中，脈沖電流的頻率將為“單”開關頻率，但是AC紋波電流的振幅卻是翻倍的。

此外，輸入電感上更低的AC紋波電流將會導致輸入電容CIN上更低的AC紋波電壓。

圖2. 雙相結構圖。

圖3. 180°異相運行。

圖4. 提取的信號波形。

兩個小電感器與一個大電感器的對比

電感器是決定1.6A 電源總體解決方案高度的主要組件。IC封裝和電容對總體解決方案高度的影響可以忽略不計，因為它們的高度還不到1mm（電容采用 0603尺寸）。

除電感值以外，一款實際的電感器還具有一個DC串聯電阻DCR。對于高輸出電流（如1.6A）而言，參數DCR不能忽略不計，因為隨著DCR的增加，電感器的損耗也隨之增加，這樣就導致了較低的功率轉換效率。對于1.6A輸出電流而言，需要有一個低效率的DCR。在該應用電路中，采用了兩個具有一個 70mΩ DCR的2.7µH電感器（TOKO DE2812C 型）。該電感器類型的尺寸為2.8×3.0mm²且較大高度為1.2mm（10mm³）。由于該電感器為并聯運行，因此高效率電感器DCR降至一半，即35mΩ。該電感器參數DCR及其飽和電流取決于其外形尺寸。這就是說對于一個具有較大電感器尺寸的給定電感值而言，隨著DCR的下降，飽和電流將上升。

為了利用一個使用單個電感器的單相降低轉換器來實現相同范圍的高效DCR，一個具有35mΩ DCR的約為2.7µH的電感器占位面積要在4×4mm左右，且較小高度應為1.8mm（28mm²）。因此，通過采用兩個超薄的電感器代替一個大的電感器，該解決方案的高度可被降至較大高度為1.2mm。

用以實現負載共享的負載平衡電阻

兩個平衡電阻的功能就是在兩個轉換器之間適當地共享負載電流。這兩個DC-DC轉換器被設置用于將兩個節點V_OUT1和V_OUT2調節至1.2V。V_OUT1和V_OUT2由兩個平衡電阻連接在一起。如果DC/DC1的輸出電流I_OUT1高于I_OUT2，則DC/DC1平衡電阻的壓降將更高，且V_OUT將下降。該壓降將通過其平衡電阻下拉節點V_OUT2，且DC/DC2將提供更多的電流以保持V_OUT2處于其設置值。簡單來說，這兩個穩壓器將以保持其平衡電阻壓降相同的方式進行調節。500mA的電流流經其中一個平衡電阻會引起該電阻11mV的壓降，這接近于額定輸出電壓的1%。

事實上，由于輸出電壓V_OUT1和V_OUT2并不相等，所以電流平衡不可能實現精確匹配，這就導致了兩個轉換器之間的電流不匹配。V_OUT1和V_OUT2輸出電壓的精度主要取決于參考電壓的精度及外部反饋電阻的容差。TPS62410的優點在于兩個轉換器都使用精度為±1%的相同的內部參考電壓。參考電壓的變化將以相同的方式應用于兩個轉換器，因此可以忽略掉。反饋電阻應具有較低1%或更高的容差。

圖5中的示波器曲線通過測量電感電流I_L1和I_L2說明了兩個轉換器之間的電流平衡。輸出電流斜坡上升和下降（20mA-1.6A），同時電感電流I_L1和I_L2也隨之增大和減小，并且偏移很小。

所使用的22mΩ平衡電阻具有非常小的0603外殼尺寸，容差為1%。為了降低組件數量，可以考慮使用適當外形尺寸的PCB電路板線跡來實現22mΩ的平衡電阻。例如，要想利用一個PCB電路板線跡來實現一個22mΩ的電阻，就需要一個8.8mm長、35µm厚、0.2mm寬的銅線跡。

圖5. 電流平衡。

提高負載瞬態性能

圖6顯示了一個雙相結構負載瞬態響應的示波器曲線圖，圖7. 負載瞬態單相結構則顯示了一個單相結構負載瞬態響應的示波器曲線圖。在這兩種情況下，雖然都施加了100mA-800mA的相同的階躍負載，但圖6中的DC/DC2卻被關閉了。在雙相結構中，V_OUT壓降下降了一半，從而帶來了一個與單相運行的70mV相比僅為30mV的絕對壓降。這兩個轉換器可更快速地發揮作用，并可向輸出端傳輸比單個轉換器更多的電流。

圖6. 負載瞬態雙相結構。

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