第2部分：實際考慮

作者：安森美半導體Christophe Basso及Alaini Laprade

 

本文的第1部分專門對驅動LED串的升壓轉換器進行了理論分析。激發這項研究的是穩定汽車應用背光驅動器環路的需求。由于應用了脈寬調制(PWM)進行調光控制，環路控制就是一項會影響較終性能的重要設計考慮因素。第2部分介紹應用的方案，并將對比驗證測量的頻率響應與理論推導數值。

 

LED調光控制系統電路圖

高亮度白光LED的模擬調光會產生色偏。PWM數字調光控制是預防色偏的首選調光方法，因為發光強度將是平均流明強度。PWM導通周期期間的LED電流幅值與調光比為獨立互不影響。

 

圖1代表的是汽車應用LED調光控制系統，其在關閉模式下靜態電流消耗低于10 μA。它采用安森美半導體的NCV887300[1] 1 MHz非同步升壓控制器，此器件以恒定頻率不連續峰值電流模式工作。負載包含一串共10顆的串聯Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED。相應的電路板如圖2所示。

 

 

圖1：應用了NCV887300的LED PWM調光控制電路。

圖2：NCV887300 LED演示電路板

為了方便分析，下面列出了NCV887300控制器的關鍵參數：

 

-          VIN = 13.2 V時，靜態電流 (Iq) < 6 μA (-40 °C < TJ < 125 °C) 。

-          EN/SYNC引腳：能夠連接至外部TTL指令。引腳有雙重功能，還支持振蕩器同步至外部時鐘

-          ISNS：升壓晶體管電流感測限流閾值電壓為400 mV；內部斜坡補償為130 mV/μs。

-          VC：內部運算跨導放大器(OTA)補償引腳。在封裝引腳與放大器輸出之間有一顆裸片級的542 W ESD中聯保護電阻。典型跨導gm為1.2 mS。OTA提供100 μA汲電流/源電流能力。

-          VFB：LED 電流感測電阻R29根據約200 mV的內部參考電壓來調節。

 

圖1所示LED PWM調光控制電路的設計目標及工作原理如下文所示。

 

設計目標

在6至18 V輸入電壓工作范圍下，此電路在200 Hz PWM調光頻率時能支持1000:1的PWM調光比，使得計算出的較小脈沖寬度為5 μs。工作頻率為1 MHz的NCV887300能產生較少5個升壓晶體管門脈沖，以維持提供給LED電流的輸出電容電荷。需要不連續導電模式(DCM)升壓拓撲結構來維持穩壓，因為在每個門脈沖過后升壓電感能量全部被釋放。連續導電模式(CCM)拓撲結構會導致穩壓性能較差，且帶來不合要求的模擬調光，因為升壓電感的能量增強慣性要求數個工作周期。

 

輸出漏電流損耗必須減至較低，以幫助維持深度調光工作期間的輸出電容電荷。漏電流導致LED PWM關閉時間期間出現一些輸出電壓放電，反過來產生一些模擬調光，使PWM恢復導通時間時補償網絡出現顯著誤差。

 

-          肖特基整流器遭受跟溫度相關的大漏電流影響。為了將升壓整流器漏電流減至較小，電路中選擇了超快技術的升壓整流器。

-          陶瓷電容的漏電流比電解電容低得多，是首選的輸出升壓電容。

-          輸出過壓監測電路電流消耗必須保持在較低值。利用接地之電阻分壓器網絡的監測電路是不適合的。此電路中選擇了齊納激發的過壓檢測電路，因為齊納拐點(knee)電壓比電池電壓高得多，而漏電流極低。

 

電路工作信息

Q18阻斷數字電流，用于PWM數字調光控制。當PWM指令為有源低電平時，D34將IC的VFB反饋控制電壓鉗位至低于控制器穩壓點的值，并阻斷升壓IC GDRV FET門驅動信號。Q15用作補償網絡狀態采樣/維持功能，用于深度調光應用。通用在PWM調光期間斷開補償網絡連接，反饋補償電容電荷(C31及C32)被維持，而當PWM指令變為有源高電平時快速動態控制就恢復。

 

Q14與R48/R49/R51/R52一起用于1.8 V邏輯PWM調光信號的電平轉換，U7緩沖PWM信號以驅動雙向開關Q15。

如果未檢測到LED開路故障事件，將會導致過壓工作條件。電流感測電阻R29電壓反饋將為0 V，就會產生環路開路輸出過壓條件。電路中選擇了分立無源元件以應用過壓保護功能，在LED系統被從外部關閉時將輸出漏電流損耗減至較小。D31齊納二極管感測過壓條件，通過將啟用(enable)引腳拉為低電平、中斷升壓開關工作(D28)，引發控制器IC的軟啟動(D29)。電阻R30為輸出升壓能量存儲電容C22提供放電通道。

 

移除跳線J1將關閉LED鏈，以支持連接至VOUT端子與LED端子之間的外部負載。

 

電阻R44是頻率響應分析儀在VFB與FB端子的信號注入點。它的存在不會影響系統環路響應。通過在R44兩端注入頻率響應分析儀信號，將可以測量控制輸出(FB/VC端子)、放大器(VC/VFB)及閉環形式中的開路增益(FB/VFB)響應。

 

LED交流動態阻抗特性鑒定

根據制造商數據表中在特定工作條件下測得的特征曲線，可以近似得出LED動態阻抗。系統具體熱工作條件可能大不相同。第1部分的文章中介紹了系統LED動態阻抗的系統級方法，這方法對器件進行了系統級熱條件下的特性鑒定。就第2部分的文章而言，我們使用頻率響應分析儀，在100% PWM占空比的熱穩定工作條件下，測量電路內的電流感測電阻、PWM FET阻抗及累積串聯動態阻抗(見圖3)。

圖3：電流感測反饋網絡的電路內小信號響應。

 

閉環分析

第1部分的文章中推導出了控制輸出(Vout)表達式H(s)。功率提供給LED串，但反饋控制項是LED電流感測電阻電壓VRsense (見圖4)。受控系統傳遞函數H(s)必須根據等式(1)來調整。

圖4. 電流感測反饋

在熱穩定的系統級工作條件下測量了LED動態阻抗、串聯PWM晶體管及電流感測電阻參數。VIN = 12 V、Iout = 116 mA為工作參數。測得的開環響應Hc(s)波特圖及測量結果如圖5所示。表1列出了測得的參數，用于計算圖1所示的電路圖。

 

圖5. 控制至輸出響應——測量結果與計算值對比

表1. 演示板電路參數

 

在高頻時，理論計算與實證階段測量值之間的差異變得明顯。差異歸因于等式(1)的調制傳遞函數分子中缺少RHPZ項，在參考資料[4]的簡化計算中被描述為一項局限。

 

低頻增益理論值與測量結果之前的些微差異(約1 dB)被觀察到。升壓電感、晶體管及整流器的工作損耗在推導直流工作點的過程中被忽略。如果顧及這樣的損耗，占空比直流 工作點將會略大，導致低頻增益減少。通過調整 等式(2)中的Vin (減小輸入電壓以減小電阻損耗)及Vout(增加輸出電壓以納入升壓二極管電壓降)項，就可以觀察到這一點。

 

系統性能

圖1中所示的LED調光電路的1000:1 200 Hz PWM調光工作波形如圖6所示。VC波形上有少許補償電容電壓放電，這是Q9雙向開關響應時間與透過D19的PWM鉗位激活之間的競爭條件產生的結果。電阻R29被引入，與鉗位二極管D19串聯連接，以限制補償網絡電荷耗盡。VFB波形維持想要的數字波形及幅值(無模擬調光)。

 

PWM信號指令轉為低態后出現額外短路持續時間GDRV波形(第6個脈沖)，這是NCV887300內部邏輯傳播延遲響應時間的結果。此額外脈沖的能量有利于幫助維持輸出升壓電容中的電荷，因為它補償了深度PWM調光工作模式期間的某些寄生漏電流能量損耗。

圖6：1000:1 200 Hz深度調光工作

結論

本文第1部分介紹的驅動LED串的DCM升壓轉換器的理論小信號響應等式在本文第2部分中有效地應用于分析LED PWM調光電路。我們探討了200 Hz 1000:1深度調光能力的實際層面問題。我們得到了仿真和測量結果，與忽略相位誤差的情況進行比較；由于理論表達式中缺少RHPZ項，導致高頻時出現相位誤差。1000:1 200 Hz PWM工作波形顯示出了極佳的工作性能。