諸如智能電表或者功率監控器的離線設備都有一些要求10W以下非隔離DC電源的電子元件。到目前為止，通過一個AC電源提供低功耗DC電源的唯一實用方法仍然是在整流器后面使用一個效率極低、未經調節的電阻/電容分壓器，或者一個難以設計的反向DC/DC轉換器。MOSFET 技術的一些進展以及創新的磁滯降壓控制器柵極驅動電路帶來了一種超低成本DC電源。

　　圖 1 顯示了完整的轉換器。整流器電路使用一個標準、快速開關整流器二極管橋接 （D1） 和一個LC濾波器（L1和C2），我們將對其余組件進行更加詳細的介紹。

　　圖 1 AC/DC 降壓轉換器電路

　　基本降壓轉換器

　　TPS64203是一款磁滯降壓轉換器，專為驅動高端pFET 而設計，擁有較小導通和斷開開關時間要求。傳統的磁滯轉換器有隨負載電流變化的開關頻率，與其不同的是，較小導通和斷開時間在轉換器以高輸出功耗電平在連續導通模式下運行時，從根本上控制開關頻率。TPS6420x 系列中的其他一些轉換器可主動避免在聲頻范圍內進行開關操作，從而有效地獲得較大導通和斷開時間。TPS6420x系列起初是為電池供電型應用而設計，擁有1.8V～6.5V的輸入電壓范圍，以及非常低的靜態電流（較大為 35 μA）。在啟動期間，TPS64203被齊納二極管D2以及高壓電阻R2和R3偏置。5V電壓上升以后，肖特基二極管D4允許5V輸出驅動控制器。

　　功率FET Q4必須具有足夠高的VDS電壓額定值，以使其不會被輸入電壓損壞，同時還要有足夠高的電流額定值以處理IPMOS（RMS） = IOUT（max） ×√Dmax。它的封裝還必須能夠驅散PCond = （IOUT（max） × √Dmax）2 × RDS（on）。一般來說，高壓P通道FET有一個過大的柵極電容或者導通/斷開時間，過高的漏－源電阻 （RDS（on）），過大的閾值電壓 （VTH），以和/或制造圖1所示實際電路時的過高成本（即足夠的成本效益）。由于230VRMS + 10%容差的高壓線來自350VPK AC線，因此FET、濾波器和輸入電容需要根據400V設定額定值。

　　FQD2P40相對較新，即400V P通道MOSFET。利用10V柵極驅動的5.0Ω RDS（on） 以及小于13nC的總選通電極充電，借助于由Q2、Q3、C4和D3組成的創新驅動電路，該FET可輕松地通過控制器開關擁有比老式FET相對更少的導電和開關損耗。我們選擇轉換器的整流肖特基二極管D5，因為它擁有可阻止輸入電壓的電壓額定值、稍高于輸出電壓的峰值電流額定值，以及IDiode（Avg） =（1 – D） × IOUT（max）的平均電流額定值。利用Dmax 5 V/120 V = 0.04 以及如此低的輸出功率，峰值電流額定值和功耗在兩種開關中都不成問題。

　　降壓功率級的LC濾波器如TPS6420x系列產品說明書中介紹那樣設計。利用高于輸出電壓的輸入電壓，所有TPS6420x控制器將運行在較小導通時間模式下。方程式（1）計算高線壓下的建議降壓轉換器電感，其假設電感紋波電流系數的 K=0.4。

　　相對較高的K值較小化了電感值，并且經證明是可以接受的，因為這種特殊應用的穩態輸出紋波要求小于0.02 × VOUT，即高負載時的100mVPP。磁滯后，TPS6420x控制器一般在輸出電壓有一些紋波時工作效果較佳，建議使用至少 50mΩ ESR的輸出電容可產生ΔVPP（ESR） = ΔIL × RESR的紋波電壓，其一般遠超出電壓紋波的電容分量。圖2顯示了該應用測得紋波。

　　圖 2 VIN=250 VDC 和 IOUT=500mA 的輸出紋波

　　由于 TPS64203為磁滯型，因此在其運行在脈沖頻率模式下時，其輸出電壓在更低輸出功率下將會有更高的紋波。測得轉換器的工作頻率約為 32 kHz，其與下列預計值一致：

　　諸如智能電表或者功率監控器的離線設備都有一些要求10W以下非隔離DC電源的電子元件。到目前為止，通過一個AC電源提供低功耗DC電源的唯一實用方法仍然是在整流器后面使用一個效率極低、未經調節的電阻/電容分壓器，或者一個難以設計的反向DC/DC轉換器。MOSFET 技術的一些進展以及創新的磁滯降壓控制器柵極驅動電路帶來了一種超低成本DC電源。

　　圖 1 顯示了完整的轉換器。整流器電路使用一個標準、快速開關整流器二極管橋接 （D1） 和一個LC濾波器（L1和C2），我們將對其余組件進行更加詳細的介紹。

　　圖 1 AC/DC 降壓轉換器電路

　　基本降壓轉換器

　　TPS64203是一款磁滯降壓轉換器，專為驅動高端pFET 而設計，擁有較小導通和斷開開關時間要求。傳統的磁滯轉換器有隨負載電流變化的開關頻率，與其不同的是，較小導通和斷開時間在轉換器以高輸出功耗電平在連續導通模式下運行時，從根本上控制開關頻率。TPS6420x 系列中的其他一些轉換器可主動避免在聲頻范圍內進行開關操作，從而有效地獲得較大導通和斷開時間。TPS6420x系列起初是為電池供電型應用而設計，擁有1.8V～6.5V的輸入電壓范圍，以及非常低的靜態電流（較大為 35 μA）。在啟動期間，TPS64203被齊納二極管D2以及高壓電阻R2和R3偏置。5V電壓上升以后，肖特基二極管D4允許5V輸出驅動控制器。

　　功率FET Q4必須具有足夠高的VDS電壓額定值，以使其不會被輸入電壓損壞，同時還要有足夠高的電流額定值以處理IPMOS（RMS） = IOUT（max） ×√Dmax。它的封裝還必須能夠驅散PCond = （IOUT（max） × √Dmax）2 × RDS（on）。一般來說，高壓P通道FET有一個過大的柵極電容或者導通/斷開時間，過高的漏－源電阻 （RDS（on）），過大的閾值電壓 （VTH），以和/或制造圖1所示實際電路時的過高成本（即足夠的成本效益）。由于230VRMS + 10%容差的高壓線來自350VPK AC線，因此FET、濾波器和輸入電容需要根據400V設定額定值。

　　FQD2P40相對較新，即400V P通道MOSFET。利用10V柵極驅動的5.0Ω RDS（on） 以及小于13nC的總選通電極充電，借助于由Q2、Q3、C4和D3組成的創新驅動電路，該FET可輕松地通過控制器開關擁有比老式FET相對更少的導電和開關損耗。我們選擇轉換器的整流肖特基二極管D5，因為它擁有可阻止輸入電壓的電壓額定值、稍高于輸出電壓的峰值電流額定值，以及IDiode（Avg） =（1 – D） × IOUT（max）的平均電流額定值。利用Dmax 5 V/120 V = 0.04 以及如此低的輸出功率，峰值電流額定值和功耗在兩種開關中都不成問題。

　　降壓功率級的LC濾波器如TPS6420x系列產品說明書中介紹那樣設計。利用高于輸出電壓的輸入電壓，所有TPS6420x控制器將運行在較小導通時間模式下。方程式（1）計算高線壓下的建議降壓轉換器電感，其假設電感紋波電流系數的 K=0.4。

　　相對較高的K值較小化了電感值，并且經證明是可以接受的，因為這種特殊應用的穩態輸出紋波要求小于0.02 × VOUT，即高負載時的100mVPP。磁滯后，TPS6420x控制器一般在輸出電壓有一些紋波時工作效果較佳，建議使用至少 50mΩ ESR的輸出電容可產生ΔVPP（ESR） = ΔIL × RESR的紋波電壓，其一般遠超出電壓紋波的電容分量。圖2顯示了該應用測得紋波。

　　圖 2 VIN=250 VDC 和 IOUT=500mA 的輸出紋波

　　由于 TPS64203為磁滯型，因此在其運行在脈沖頻率模式下時，其輸出電壓在更低輸出功率下將會有更高的紋波。測得轉換器的工作頻率約為 32 kHz，其與下列預計值一致：

　　驅動電路工作原理

　　雙極型晶體管Q1和電阻R4及R5構成一個恒流驅動的電平位移器，其允許低壓 TPS64203控制器操作由Q2和Q3構成的離散式柵極驅動電路。同控制器一樣，電平位移器在啟動時由齊納二極管D2驅動，而在啟動以后經調節的5V則通過肖特基二極管D4驅動。功率FET Q4的柵極必須剛好過驅動，以為要求輸出電流提供可接受的RDS（on）。驅動過多會增加開關損耗，而驅動過少又會增加傳導損耗。檢查一些實驗和誤差后，我們選擇了 VGS ≈12 V。

　　電容C4和二極管D3對驅動電路的功能至關重要。通過選擇電阻R5來將12V柵極驅動電平設置在整流器輸出電壓以下。二極管D3將電容C4限定在這一電平。特別是，當U1的開關引腳輸出一個低信號來開啟功率FET時，信號被電平位移到Q3的基極。晶體管Q3開啟，并快速地將Q4的柵—源電容CGS