由于能源危機的不斷惡化，新型能源，如太陽能、風能、核能等，越來越受到廣泛的重視，并取得重大發展。這些新型能源絕大部分都要通過發電的方式轉變為電能，然后并入電網，供人類生產生活使用。由于新能源發電的電力不穩定，需要通過逆變器轉變為交流電。而逆變器的輸出交流電流必須與電網電壓同頻同相才能并入電網使用。同頻同相的控制效果對新型能源發電的效率與質量具有重大影響。因此，同頻同相的控制方法研究已經成為電力電子技術領域一個重要的研究方向。
    目前，在逆變電源并網系統中的相位跟蹤控制主要采用數字鎖相環技術，但控制速度慢，需要DSP、FPGA等高速器件作為控制器，而且具有成本高、控制復雜等缺點。本文針對數字鎖相環的缺點，提出一種基于數字移相器的相位跟蹤開環控制方法。在實驗中采用MSP430F2544作為控制器模擬逆變系統，實現了同頻同相跟蹤控制。該控制方法簡單高效，系統穩定，具有無誤差頻率跟蹤、高精度相位跟蹤的特點。

1 數字鎖相環控制原理
    數字鎖相環技術在對電網電壓的頻率和相位的跟蹤控制中應用較為廣泛，其作用是使電網電壓和逆變器的輸出電流達到同步鎖相，關鍵是實現對電網電壓頻率和相位的跟蹤。數字鎖相技術的主要方法有：先調頻后調相和同時調頻調相。
    數字鎖相環原理：假設控制器檢測到逆變器輸出與電網電壓相位差為△ψ，T1為電網電壓周期，T2為逆變器輸出電流周期。令電網電壓表達式為Umsin(w1t)，逆變器輸出電流為Imsin(w2t+△ψ)。若要使兩者同頻同相，須使w1t=w2t+△ψ由于w=T／2π，則可推出T2=2πT1／(2πt-△ψ)。當△ψ=0且T1=T2時即達到要求。若△ψ為正，則需增大逆變器輸出電流周期T2。若△ψ為負，則需減小逆變器輸出電壓周期T2。當系統達到穩定時，△ψ=0且逆變器輸出與電網電壓周期相等。數字鎖相控制系統結構圖如圖1所示。

    數字鎖相環控制實際上是一種閉環負反饋控制方式。負反饋控制方式具有能實時跟蹤環境變化的優點，但控制速度慢，而且當系統的傳遞函數存在極點時，系統易產生振蕩。實際上當電網環境變化時，只要逆變器輸出電流的頻率仍處于后級濾波器的通帶內，輸出電流的相位延遲就不會改變，此時電網電壓與逆變器的輸出電流相位差與其頻率有固定關系R：P=R(f)。因此只要濾波器帶寬足夠大，逆變器對電網的波動就有較強的免疫性。此時就可以采用開環控制方式。

2 相位跟蹤開環控制原理
    開環控制方式具有控制速度快，控制簡單，穩定等優點。既然逆變器的輸入輸出有確定的相位關系，那么就可以利用數字移相器的思想進行開環控制。
    數字移相器是一個其輸入輸出信號具有確定相位關系的系統。輸入輸出信號的相位差由系統本身的傳遞函數決定，只與輸入信號的頻率有關。而逆變器實際上也是一類移相器。當兩個系統級聯時，通過設定移相器的傳遞函數，使移相器輸入輸出信號相位差值為逆變器的相反數，那么整個級聯系統就能達到輸入輸出信號同頻同相的效果。
    相位跟蹤開環控制原理如下：SPWM信號的由一組離散正弦調制信號產生，相鄰元素之間相位差為固定值△，利用相位累加方式輸出信號，工作原理類似于DDS。設每次相位增加的時間為AT，通過改變AT，就可以改變調制信號的頻率。控制器首先對電網電壓進行過零捕獲，測得電網電壓的頻率f，并根據f算出并設置△T的值，使得逆變器輸出電流的頻率等于f。然后每當控制器檢測到電網電壓的過零中斷時，根據關系R：P=R(f)，重新設置調制信號的相位指針Pindex為固定初始相位P。這樣調制信號的頻率就嚴格等于電網電壓的頻率，避免由于頻率測量誤差引起相位累積誤差。此時，相位跟蹤誤差主要取決于SPWM的載波頻率。相位跟蹤開環控制原理框圖如圖2所示。

3 相位跟蹤開環控制軟件實現
    為了安全以及簡化系統設計，實驗利用MSP430F2544單片機產生SPWM信號模擬光伏逆變器。MSP430F2544內部具有16 MHz DCO時鐘源，為系統主時鐘。該型號單片機還具有兩個16位定時／計數器：定時器A和定時器B，具有捕獲定時功能。電網電壓頻率的測量由定時器B的CCR1模塊進行測量。時間間隔△T由定時／計數器A的CCR0模塊進行設置。圖3為系統結構圖。

    輸入的正弦波信號模擬電網電壓信號。由高速比較器LM311構成過零比較電路將正弦波信號整形成方波信號，然后傳送給MSP430F2544進行捕獲。若忽略LM51311的延時，則方波信號的上升沿即為正弦波的相位為零的時刻點。實際上，過零比較電路是一個相位捕獲器。通過定時器記錄相鄰兩個上升沿的時刻點，算出時間差，即可推出正弦波的頻率。
    后級濾波器采用單級L-C無源濾波器。濾波器的截止頻率約為500Hz，而SPWM的載波頻率約為33kHz，這樣就能使輸出正弦波失真度很小。
    SPWM信號由單片機的兩個定時器控制產生。定時器A的CCR0控制產生載波頻率，而CCR1為調制值，即正弦波的離散值。定時器A設置為增計數模式，輸出設為PWM復位／置位模式。當定時器的值等于CCR1時復位，等于CCR0時置位且定時器復位并從0開始計數。控制定時器B的CCR0產生正弦調制信號，每當CCR0等于定時器的值時單片機產生中斷，根據相位指針Pindex將下一個正弦波的離散值寫入定時器A的CCR1，這樣輸出正弦波的相位就增加一個△。只要改變定時器B的CCR0的值輸出正弦波的頻率就會發生改變。電網電壓的過零脈沖信號由定時器B的CCR1進行捕獲，由兩級堆棧TB計算電網電壓的頻率f，并將相應的值寫入定時器B的CCR0寄存器中。在每一個過零中斷到來時，根據頻率f與關系R：P=R(f)算出初始相位，并賦給相位指針Pindex，這樣輸出正弦波的相位就等于電網電壓的相位。圖4為相位跟蹤開環控制的軟件流程圖。

    程序設定定時器A的CCR0為256，系統時鐘為16 MHz。因此，逆變器輸出電壓周期較小調整量為62．5 nsx256=16 μs。電網電壓頻率為50 Hz，即周期為20 ms，則較小調節相位為16μs／20msx360°=0．288°。即相位的調節分辨率為0．288°／360°x100％=0．08％。因為計算頻率需要兩個信號周期，而設置指針及頻率需要一個周期。因此系統穩定只需3個電網電壓周期。這樣的速度是比較快的，而且不會產生振蕩。

4 實驗結果
    本實驗采用MSP430F2544產生SPWM信號，放大后經過一級LC濾波電路產生正弦信號，模擬逆變器輸出電流信號。由函數發生器產生正弦波信號模擬電網電壓信號，正弦波信號的頻率在45～55 Hz之間變化。
    通過雙蹤示波器測試輸入輸出信號，取輸入輸出信號的相位為零的點測試計算時間差，并求得相位差值。改變輸入正弦波的頻率測量20組數據，結果顯示相位誤差均小于0．5°。
    相對誤差E=0．5°／360°×100％≈0．14％。當正弦波信號頻率改變時，觀察示波器上的波形變化情況，結果顯示輸出正弦波達到穩定的時間均不大于3個信號周期。當波形穩定時，輸入輸出波形具有穩定的相位差，說明輸出輸出信號具有相同的頻率。

5 結論
    在實驗系統中L-C濾波器的通頻帶為500 Hz遠高于輸入正弦波的頻率。由于較寬的濾波器通頻帶可以抑制電網環境變化對逆變器的影響，因此可以采用基于數字移相器的開環控制方式進行相位跟蹤，使得逆變器具有穩定性強，控制簡單、速度快、精度高、無頻率誤差等優點。實驗結果顯示，該模擬系統的相位跟蹤誤差約為0．14％，頻率誤差為零，調節速度快，均小于3個周期。
    與傳統的數字鎖相環控制方法相比性能有所提高，成本相對下降。說明相位跟蹤控制方法有較為廣闊的應用前景，但其仍不能適用于電網變化非常劇烈的場合。