許多市場對高效率同相DC-DC轉(zhuǎn)換器的需求都在不斷增長，這些轉(zhuǎn)換器能以降壓或升壓模式工作，即可以將輸入電壓降低或提高至所需的穩(wěn)定電壓，并且具有較低的成本和較少的元件數(shù)量。反相SEPIC（單端初級電感轉(zhuǎn)換器）也稱為Zeta轉(zhuǎn)換器，具有許多支持此功能的特性（圖1）。對其工作原理及利用雙通道同步開關(guān)控制器ADP1877的實施方案進行分析，可以了解其在本應(yīng)用中的有用特性。

圖1. 反相SEPIC拓撲結(jié)構(gòu)

初級開關(guān)QH1和次級開關(guān)QL1反相工作。在導(dǎo)通時間內(nèi)，QH1接通，QL1斷開。電流沿兩條路徑流動，如圖2所示。第一條路徑是從輸入端經(jīng)過初級開關(guān)、能量傳輸電容(C_BLK2)、輸出電感(L1B)和負載，較終通過地流回輸入端。第二條路徑是從輸入端經(jīng)過初級開關(guān)、地基準電感(L1A)和地流回輸入端。

圖2. 電流流向圖；QH1閉合，QL1斷開。

在關(guān)斷期間，開關(guān)位置剛好相反。QL1接通，QH1斷開。輸入電容(C_IN)斷開，但電流繼續(xù)經(jīng)過電感沿兩條路徑流動，如圖3所示。第一條路徑是從輸出電感經(jīng)過負載、地和次級開關(guān)流回輸出電感。第二條路徑是從地基準電感經(jīng)過能量傳輸電容、次級開關(guān)流回地基準電感。

圖3. 能量傳輸圖；QL1閉合，QH1斷開。

應(yīng)用電感伏秒平衡原理和電容電荷平衡原理，可以求得方程式1所規(guī)定的均衡直流轉(zhuǎn)換比，其中D為轉(zhuǎn)換器的占空比（一個周期的導(dǎo)通時間部分）。 

上式表明：如果占空比大于0.5，輸出端將獲得較高的調(diào)節(jié)電壓（升壓）；如果占空比小于0.5，調(diào)節(jié)電壓會較低（降壓）。此外還可分析得到其它相關(guān)結(jié)果：在無損系統(tǒng)中，能量傳輸電容(C_BLK2)上的穩(wěn)態(tài)電壓等于V_OUT；流經(jīng)輸出電感(L1B)的直流電流值等于I_OUT；流經(jīng)地基準電感(L1A)的直流電流值等于I_OUT  × V_OUT/V_IN。該能量傳輸電容還能提供V_IN至V_OUT的隔直。當存在輸出短路風(fēng)險時，此特性很有用。

分析還顯示，反相SEPIC中的輸出電流是連續(xù)的，對于給定輸出電容阻抗，會產(chǎn)生較低的峰峰值輸出電壓紋波。這就允許使用較小、較便宜的輸出電容；相比之下，在非連續(xù)輸出電流拓撲結(jié)構(gòu)中，為了達到同樣的紋波要求，需要使用較大且昂貴的電容。

通常，次級開關(guān)(QL1)是一個單向功率二極管，它會限制這種拓撲結(jié)構(gòu)的峰值效率。然而，利用ADI公司雙通道同步開關(guān)控制器ADP1877（見附錄）的一個通道，并采用雙向MOSFET作為次級開關(guān)，可以設(shè)計一個“完全同步配置”的反相SEPIC。這樣，峰值效率將大大提高，同時可以降低輸出電流大于1 A的轉(zhuǎn)換器尺寸和成本。

圖4顯示完全同步反相SEPIC配置的功率級，它利用ADP1877實現(xiàn)，只需要三個小型、廉價的額外器件（C_BLK1、D_DRV和R_DRV），其功耗可以忽略不計。

圖4. 同步反相SEPIC的功率級，利用ADP1877的通道1實現(xiàn)

反相SEPIC的理想穩(wěn)態(tài)波形如圖5所示。通道1開關(guān)節(jié)點SW1（見附錄圖A）在V_IN + V_OUT（導(dǎo)通時間內(nèi)）和0 V（關(guān)斷時間內(nèi)）之間切換。將電荷泵電容C_BST連接到SW1，以便在導(dǎo)通時間內(nèi)將約為V_IN + V_OUT + 5 V的電壓施加于高端內(nèi)部驅(qū)動器的自舉上電軌（BST1引腳）和高端驅(qū)動器的輸出（DH1引腳），從而增強初級浮空N溝道MOSFET開關(guān)QH1。箝位二極管D_DRV確保穩(wěn)態(tài)輸出期間C_BLK1上的電壓約為V_OUT + V_FWD(D_DRV)，該電壓參考ADP1877的DH1引腳到QH1柵極的電壓。在關(guān)斷時間內(nèi)，當X節(jié)點電壓約為–V_OUT時，C_BLK1上的電壓阻止初級開關(guān)產(chǎn)生高于其閾值的柵極-源極電壓。

圖5. 同步反相SEPIC的理想波形（忽略死區(qū)）

ADP1877具有脈沖跳躍模式，使能時，可以降低開關(guān)速率，只向輸出端提供足以保持輸出電壓穩(wěn)定的能量，從而提高小負載時的效率，大大降低柵極電荷和開關(guān)損耗。在同步反相SEPIC和同步降壓拓撲結(jié)構(gòu)中均可以使能此模式。圖4所示DC-DC轉(zhuǎn)換電路只需要雙通道ADP1877的一個通道，因此另一通道可以用于任一種拓撲結(jié)構(gòu)。

電感耦合和能量傳輸電容

圖4中，功率電感L1A和L1B顯示為彼此耦合。在這種拓撲結(jié)構(gòu)中，耦合電感的目的是減少輸出電壓和電感電流的紋波，并且提高較大可能閉環(huán)帶寬，下一部分將對此加以說明。

雖然這些電感互相耦合，但并不希望耦合太緊，以至于將一個繞組的大量能量通過鐵芯傳輸至另一個繞組。為了避免這一點，必須求得耦合電感的泄漏電感(L_LKG)，并選擇適當?shù)哪芰總鬏旊娙?C_BLK2)，使得其復(fù)數(shù)阻抗的幅值為泄漏電感與單個繞組電阻(DCR)的復(fù)串聯(lián)阻抗的1/10，如方程式2、3、4所示。按照這一關(guān)系設(shè)計電路，可使耦合鐵芯所傳輸?shù)哪芰拷抵凛^低。泄漏電感可以根據(jù)耦合電感數(shù)據(jù)手冊中提供的耦合系數(shù)計算。

匝數(shù)比較好為1:1，因為對于給定水平的輸出電壓紋波，此時各繞組只需要分立電感所需電感的一半¹。可以使用1:1以外的匝數(shù)比，但其結(jié)果將無法用本文中的方程式準確描述。

小信號分析和環(huán)路補償

反相SEPIC轉(zhuǎn)換器的完整小信號分析超出了本文的范圍，不過，如果遵照下述原則，完整分析將更具學(xué)術(shù)意義。

首先必須計算諧振頻率(f_RES)時的許多復(fù)數(shù)阻抗交互，以便求得目標交越頻率的上限。當電感解耦時，此頻率降低，導(dǎo)致較大可能閉環(huán)帶寬顯著降低。

在此頻率時，可能有300°或更大的“高Q”相位遲滯。為了避免轉(zhuǎn)換器在整個負載范圍內(nèi)相位裕量偏小的問題，目標交越頻率(f_UNITY)應(yīng)為f_RES的1/10。此諧振的阻尼主要取決于輸出負載電阻和耦合電感的直流電阻。在較小程度上，阻尼還取決于能量傳輸電容的等效串聯(lián)電阻(ESR)和功率MOSFET（QHl和QL1）的導(dǎo)通電阻。因此，當輸出負載電阻改變時，閉環(huán)傳遞函數(shù)的特征在該頻率時發(fā)生明顯變化也不足為奇。

耦合系數(shù)通常不是一個能夠精確控制的參數(shù)，因此應(yīng)將目標交越頻率設(shè)置為比f_RES低10倍的值（假設(shè)f_RES小于開關(guān)頻率f_SW）。當f_UNITY設(shè)置適當時，可以使用標準“II型”補償——兩個極點和一個零點。

圖6顯示同步反相SEP